摘 要： 研究了一種基于單級(jí)Buck的LED驅(qū)動(dòng)器升級(jí)版——雙端正激變換器，對此變換器進(jìn)行了理論分析和仿真驗(yàn)證，并做出試驗(yàn)樣機(jī)，測出其實(shí)驗(yàn)波形。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，此變換器相較于其他LED驅(qū)動(dòng)電源具有高功率因數(shù)、高效率、高可靠性等優(yōu)勢。

　　關(guān)鍵詞： 驅(qū)動(dòng)器； 變換器；有源功率因數(shù)校正電路；功率因數(shù)；效率

0 引言

　　LED驅(qū)動(dòng)電源為LED提供動(dòng)力，驅(qū)動(dòng)電源設(shè)計(jì)的好壞，直接影響到LED的壽命、光衰和燈具的壽命。因此，高功率因數(shù)、高效率、高可靠性、長壽命等成為LED驅(qū)動(dòng)電源的發(fā)展方向。

　　美國“能源之星”規(guī)定大于5 W的驅(qū)動(dòng)電源功率因數(shù)要大于0.9。對于一般的AC/DC電源，普遍采用兩級(jí)結(jié)構(gòu)。前一級(jí)電路進(jìn)行PFC，再由后一級(jí)DC/DC變換電路獲得特定的電壓(電流)，比如工作于臨界電感電流模式，恒定導(dǎo)通時(shí)間變頻控制的Boost電路。兩級(jí)結(jié)構(gòu)的驅(qū)動(dòng)電源電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜，而且通過以前的研究發(fā)現(xiàn)其功率因數(shù)及效率不及單級(jí)驅(qū)動(dòng)電源高[1]。輸出端電感電流工作于斷續(xù)模式下（為了保證輸入端的電流連續(xù)，輸入端加入LC濾波器）的Buck驅(qū)動(dòng)電源是單級(jí)的，但其又存在不隔離的問題，所以本文提出了輸出端電感電流工作于斷續(xù)模式下的Buck驅(qū)動(dòng)電源升級(jí)版——雙端正激變換器。 本文對此變換器進(jìn)行了理論分析和仿真驗(yàn)證，并做出試驗(yàn)樣機(jī)，測出其實(shí)驗(yàn)波形。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，此變換器相較于其他LED驅(qū)動(dòng)電源具有高功率因數(shù)、高效率、高可靠性等優(yōu)勢。

1 雙端正激變換器工作原理

　　LED作為驅(qū)動(dòng)電源的負(fù)載，有很多連接方式，每種連接方式都有各自的優(yōu)缺點(diǎn)，設(shè)計(jì)驅(qū)動(dòng)電源時(shí)要充分考慮負(fù)載的連接方式。根據(jù)圖1 所示LED照明系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖，考慮到本電源的負(fù)載為10個(gè)LED燈先串聯(lián)（每個(gè)LED燈的壓降為3.3 V左右），再加上限流電阻，所以設(shè)定電源輸出為36 V。電源的功率為100 W，為了得到較高的功率因數(shù)，選擇有源功率因數(shù)校正電路。

　　電源設(shè)計(jì)指標(biāo)：

　　額定電壓AC：100 V~240 V，工頻頻率：50 Hz~60 Hz, PFC：額定滿載時(shí)>0.9，效率：0.8，輸出電壓：額定36 V，功率：100 W，電流諧波:滿足EN6100-3-2 Class C標(biāo)準(zhǔn)。

　　選擇開關(guān)頻率時(shí)，必須要考慮所選開關(guān)頻率足夠高，以保證電源體積足夠小并減小畸變。但開關(guān)頻率也不能太高，以確保電源有足夠高的頻率，一般開關(guān)頻率為 20 kHz~300 kHz。綜合考慮到電源的體積和效率，本電源開關(guān)頻率定為100 kHz。

　　根據(jù)其設(shè)計(jì)參數(shù)要求設(shè)計(jì)出雙端正激變換器LED驅(qū)動(dòng)電源電路原理圖 ，如圖2所示。正激電源的工作過程類似于Buck變化器。如圖2所示，雙端正激電路有兩只管子，串聯(lián)在變壓器的初級(jí)側(cè)，兩只管子同時(shí)導(dǎo)通和關(guān)斷。當(dāng)兩只管子導(dǎo)通時(shí)，輸入端能量輸出給負(fù)載，當(dāng)它們關(guān)斷時(shí)輸出端電感和電容向負(fù)載提供能量，維持輸出電壓的恒定。

　　此時(shí)，變壓器初級(jí)側(cè)的同名端被D1鉗位至地，變壓器初級(jí)側(cè)的異名端被二極管D2鉗位至整流后的輸入電壓值。所以，兩只管子的最大電壓應(yīng)力不會(huì)超過整流后的電壓值，并且該電路沒有漏感能量消耗，管子導(dǎo)通時(shí)，存儲(chǔ)于漏感中的所有能量在開關(guān)導(dǎo)通時(shí)通過D1、 D2回饋給輸入端，漏感電流從變壓器的異名端流出，經(jīng)D2流入直流母線的正端，然后從直流母線的負(fù)極流出，經(jīng)過D1返回到變壓器的同名端。

　　由于開關(guān)管關(guān)斷時(shí)，變壓器原邊的反向電壓與其導(dǎo)通時(shí)的正向電壓相等，所以磁芯總能復(fù)位。

2 功率級(jí)及控制電路的參數(shù)設(shè)計(jì)選擇

　　2.1 功率級(jí)參數(shù)設(shè)計(jì)選擇

　　對于相同結(jié)構(gòu)的PFC電路，功率級(jí)的設(shè)計(jì)步驟類似[2]。該100 W電源的設(shè)計(jì)同樣適用于其他電路功率級(jí)設(shè)汁。

　　⑴輸入電容的選擇。如圖1所示的輸入端電容Co決定了輸入端高頻紋波電流的數(shù)量，它的值可根據(jù)一些特定的紋波電壓來確定。輸入功率一定，輸入電流最小時(shí)，紋波電壓Δu為最大輸入端電容上的紋波電壓峰峰值，一般取輸入最大輸入電壓幅值的20%，即Δu=20%×missing image file ×240=68 V。

　　當(dāng)輸入電壓最大時(shí)，輸入端電流最小。對于該電路，輸入端電容在一周期內(nèi)電荷守恒，當(dāng)MOS管子關(guān)斷時(shí)，電容充電，當(dāng)管子開通時(shí)管子放電。所以：

　　則管子占空比為：

　　為了保證輸出端電壓恒定，占空比必須跟隨輸入電流按正弦波變化。所以當(dāng)輸入電流最小時(shí)，占空比最小。則最小占空比如下：

　　輸入端電容由下式計(jì)算：

　　實(shí)際設(shè)計(jì)中可以選擇220 nF。

　?、戚斎攵穗姼性O(shè)計(jì)。與輸入端電容設(shè)計(jì)類似，首要考慮輸入端最大電流峰值。當(dāng)輸入功率恒定、輸入電壓最小時(shí)，輸入電流最大。最大電流峰值可由下式計(jì)算：

　　輸入端電感電流紋波峰峰值為最大峰值電流的20%，可由下式計(jì)算：

　　最大占空比：

　　輸入電感為：

　　輸入端電感實(shí)際電路選擇700 μH。

　　Vout為輸入端經(jīng)過整流后的平均電壓，即輸入端電容兩端的電壓。輸入端電感LO、CO 組成了一個(gè)二階濾波器，濾波器輸出為輸入電壓整流后的平均值，即輸入電壓有效值的90%。

　?、禽敵龆穗姼泻碗娙莸倪x擇，輸出端電感的設(shè)計(jì)與負(fù)載電流的變化有關(guān)，為了保證電路工作在斷續(xù)模式，首先計(jì)算出臨界電感值：

　　其中Iom為臨界電流值，

　　最小負(fù)載電流為：

　　令最小負(fù)載電流值為臨界電流值：

　　為保證輸出端電流斷續(xù)，輸出端電感必須小于該值，實(shí)際電路取20 μH，輸出端電容越大，輸出電壓紋波越小。輸出端電容的大小決定了輸出端紋波電壓的大小。

　?、容敵鲭娙軨1的計(jì)算。輸出端電容值由保持時(shí)間決定，保持時(shí)間即當(dāng)斷掉輸入端交流電源時(shí)，C1要足夠大以保證在一定時(shí)間內(nèi)保持輸出端電壓大約為輸出電壓的80%。一般取25 ms~50 ms，此處取34 ms?？傻孟率剑?/p>

　　考慮到電容體積和電源成本，實(shí)際電路選擇輸出端電容為2 000 μF。

　　⑸開關(guān)管和二極管的選擇。開關(guān)管和MOS管子承受的最大電壓應(yīng)力為輸出端電壓，最大電流應(yīng)力為輸入端電流，所以要選擇額定電壓大于輸出端電壓，額定電流大于輸入端電流的開關(guān)管和二極管。

　　對于該電源輸出電壓最大為40 V,輸入端最大電流為1.414 A。二極管還要有足夠快的切換速度，以減小其開通損耗，降低自身消耗的功率。為保證電路的可靠性，此處開關(guān)管選擇功率MOS管18N50。該功率管耐壓值500 V(DC)，額定電流值18 A(DC)，導(dǎo)通電阻Ron ( ds)=0.625Ω，當(dāng)二極管由開通到關(guān)斷的過程中會(huì)產(chǎn)生較大的反向恢復(fù)電流，從MOS管子導(dǎo)通直至二極管完全截止，該反向恢復(fù)電流和負(fù)載電流同時(shí)流過MOS管，會(huì)造成很大的功率損耗。此處二極管選用快速二極管RURP1560，額定耐壓值600 V，前向額定電流15 A,反向恢復(fù)時(shí)間35 ns。此處為降低二極管反向恢復(fù)電流，在其兩端并聯(lián)一RC吸收回路。

　　⑹輸出端電壓檢測。為便于MOS管子的驅(qū)動(dòng)，輸出端電壓采樣此處選擇模塊CHV-25P電壓傳感器，輸出電流額定值為25 mA，輸入輸出電壓比為2 500:1 000。

　　⑺輸入電流檢測電阻的選擇。通常選擇輸入端電流檢測電阻上有1 V左右的電壓降，既可以保證有檢測信號(hào)足夠大和良好的噪聲容限，又不至于造成大的功耗。當(dāng)輸入端流過最大峰值電流時(shí)，檢測電阻上會(huì)有最大的壓降。所以檢測電阻可由下式得到：

　　實(shí)際設(shè)計(jì)中該電阻Rs取1Ω。

　　2.2 控制電路的參數(shù)設(shè)計(jì)選擇

　　UC3854芯片為典型的雙環(huán)控制功率因數(shù)校正芯片[3-4](因?yàn)榇诵酒瑸槌Ｓ眯酒?，其具體引腳圖、功能原理等很容易查閱到，所以在此不再敘述)。對于該芯片有很多技術(shù)參數(shù)，比如每個(gè)管腳電壓變化范圍、震蕩頻率等等。這些參數(shù)的選擇是由UC3854芯片自身決定的，與功率級(jí)無關(guān)，所以控制電路的設(shè)計(jì)可圍繞該芯片的外圍電路參數(shù)設(shè)計(jì)展開[5]。

　?、臨vac的選擇。如前所述，電流比較器的基準(zhǔn)電流正弦波形是直接從輸入端采樣整流后的輸入電壓Vg(t)得到的，如圖2中所示。通過Rvac的采樣，引入一個(gè)正弦波形的電流信號(hào)，送到UC3854芯片的引腳6并作為乘法器的一路輸入。推薦流過Rvac的最大電流為0.6 mA, UC3854A/B在全范圍的工作溫度下[6]，該引腳的電壓為500 mV。為了保證最好的特性，當(dāng)輸入電壓最大時(shí)，該引腳的電流必須限定在250 μA以內(nèi)。電阻Rvac的值可由下式得到：

　　實(shí)際電路中Rvac選用990 kΩ，此處可以選擇3個(gè)330 kΩ的電阻串聯(lián)。

　　⑵Rset和CT的選擇，對于乘法器的輸出端電流Imo有兩個(gè)限制。一個(gè)是Imo可能會(huì)小于Iac的二倍，Iac為引腳6的輸入電流。另一個(gè)限制來自于流過引腳12的電流Iset。這兩個(gè)限制可由式（14）表示。當(dāng)輸入端電壓最小，輸入端電流到達(dá)正弦波的峰值時(shí)，乘法器輸出電流最大。由式（15）的限制條件，當(dāng)Imo最大時(shí)，Rset取最小值。

　　因此，在該電路中Rset取10 kΩ。

　　芯片內(nèi)部振蕩器的充電電流Iset，其值由Rset設(shè)定，頻率由定時(shí)充電電流和電容決定。UC3854的振蕩頻率可由式（17）計(jì)算：

　　選擇開關(guān)頻率fs為100 kHz ，Rset為10 kHz，由式（17）求得定時(shí)電容為1.25 nF。

　?、欠逯惦娏飨拗茀?shù)的選擇。當(dāng)流過開關(guān)管的瞬時(shí)電流超過最大值時(shí)，會(huì)使芯片引腳2拉低至負(fù)電位，峰值電流限制比較器翻轉(zhuǎn)，將會(huì)使管子關(guān)斷。電流限制值是由從芯片內(nèi)部基準(zhǔn)電壓到電流檢測電阻端的電阻分壓設(shè)定的，Rpk1和Rpk2串聯(lián)在內(nèi)部基準(zhǔn)電壓和電流檢測電阻端之間分壓。當(dāng)輸入電流增加時(shí)，檢測電阻兩端的壓降也會(huì)增加，芯片引腳2上的電壓會(huì)下降，當(dāng)該電壓下降至0時(shí)，峰值電流限制功能被激活。Rpk1和Rpk2的值可由下式計(jì)算：

　　missing image file為電流檢測電阻上的電壓，該電壓通常被設(shè)定為1 V。此處假定過載時(shí)檢測電阻上的壓降為1.4 V。Vref為芯片內(nèi)部電壓基準(zhǔn)(由芯片引腳9引出)，為7.5 V。通常情況下選擇Rpk1為10 kΩ。所以由上式計(jì)算出Rpk2為1.8 kΩ。

　?、惹梆伨W(wǎng)路設(shè)計(jì)。芯片引腳8接輸入端經(jīng)過整流后的電壓平均值。對于UC3854，該引腳的電壓范圍為1.4 V~4.5 V，對于UC3854A/B，該引腳電壓為0 V~5.5 V。前饋網(wǎng)路的電阻也進(jìn)行分壓，使得輸入電壓最低(100 V AC)時(shí)，VRMS(引腳8)為1.5 V。輸入電壓最大(270 V AC)時(shí)，該引腳電壓為4.77 V，滿足其工作范圍[7]。經(jīng)整流后的電壓平均值為正弦半波電壓有效值的90%，當(dāng)選定前饋網(wǎng)絡(luò)時(shí)，用電壓平均值計(jì)算。由下面的方程式確定分壓網(wǎng)絡(luò)串聯(lián)的電阻值。

　　所以前饋網(wǎng)路的電阻值分別為Rff1=1 160 kΩ，Rff2=100 kΩ，Rff3=22 kΩ。在實(shí)際電路中，Rff1用兩個(gè)串聯(lián)的電阻代替，阻值分別為470 kΩ和220 kΩ。前饋網(wǎng)路的兩個(gè)電容可看作兩個(gè)獨(dú)立的單極點(diǎn)網(wǎng)絡(luò)?？捎梢韵鹿接?jì)算：

　　其中fr為線電壓整流后的一次諧波電壓頻率，要確定兩個(gè)電容值必須先求出每個(gè)單極點(diǎn)濾波器在2倍的工作頻率時(shí)的增益[8]。

　　二次諧波電壓值為整流后電壓Vg(t)平均值的66%，濾波器的諧波衰減量或?yàn)V波器的“增益”，為分配到該畸變源的兩次諧波失真量除以66.2%，該值即為電阻分壓器的輸入端電壓。如前所述，前饋網(wǎng)絡(luò)分擔(dān)了1.5%的諧波畸變，如此可計(jì)算單極點(diǎn)濾波器的增益為：

　　則可由公式（20）計(jì)算出兩個(gè)電容值分別為：

3 雙端正激變換器仿真及實(shí)驗(yàn)波形

　　3.1 仿真波形

　　用Psim搭建雙端正激變換器的仿真電路，輸入電壓/電流、輸出電壓、C1兩端電壓及輸出端電感電流仿真結(jié)果如圖3所示。

　　由仿真結(jié)果可知，電路滿載時(shí)，輸入電流功率因數(shù)為0.989，效率為90.6%，且可獲得紋波很小的36 V的輸出電壓。仿真能達(dá)到設(shè)計(jì)要求[9]。下面進(jìn)行樣機(jī)試驗(yàn)。

　　3.2 實(shí)驗(yàn)波形

　　根據(jù)以上的參數(shù)選擇和仿真結(jié)果，選擇參數(shù)[10]：

　　輸入電壓：100 V~240 V AC

　　輸出電壓：36 V DC

　　L1=500 μH，L2=20 μH，C1=220 nF，C2=2 000 μF， R=13 kΩ，fs=100 kHz。

　　選取UC3854AN為控制芯片，原理圖如圖2所示，且測得輸入有效值為220 V交流電時(shí)的電路波形，該驅(qū)動(dòng)電源的各個(gè)實(shí)驗(yàn)波形如圖4。

4 結(jié)論

　　分析了基于單級(jí)Buck的升級(jí)版的LED驅(qū)動(dòng)器——雙端正激變換器，對此變換器進(jìn)行了理論分析和仿真驗(yàn)證，并做出試驗(yàn)樣機(jī)，測出其實(shí)驗(yàn)波形。根據(jù)實(shí)驗(yàn)測得功率因數(shù)為0.988，效率為92%。輸入電流能很好地跟蹤輸入電壓波形，且能輸出紋波很小的36 V電壓。實(shí)驗(yàn)結(jié)果和仿真結(jié)果基本一致。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，此變換器相較于其他LED驅(qū)動(dòng)電源具有高功率因數(shù)、高效率、高可靠性等優(yōu)勢。

參考文獻(xiàn)

　　[1] 謝章貴，單相橋式整流濾波負(fù)載的功率因數(shù)分析[C].第十三屆全國電源技術(shù)年會(huì)論文集，1999：408-409.

　　[2] 張占松，蔡宣.三開關(guān)電源的原理與設(shè)計(jì)(第一版)[M].北京：電子工業(yè)出版社，1998.

　　[3] Tang V V, Jiang Y M, Lee F C. Power factor correction with flyback converter employing charge control[J].IEEE Trans.on Power Electronics, 1997,12(2)：376-386.

　　[4] Reycak B. Power factor correction using the UC3852 controlled on-time zero curren switching technique[Z]. Product&Applications Handbook, 1996.

　　[5] TODD P C. UC3854 controlled power factor correction circuit design[Z]. Product & Applications Handbook, 1996.

　　[6] 劉勝利.現(xiàn)代高頻開關(guān)電源實(shí)用技術(shù)第一版[M].北京：電子工業(yè)出版社，2001.

　　[7] Pressman A I. Switching power supply design(2nd ed)[M]. New York：R.R.Donnelley & Sons Conpany,1998.

　　[8] Wilkins A,Veitch J,Lehman B.LED lighting flicker and potential health concerns ; IEEE Standard PAR1789 Up-date[C].IEEE Energy Conversion Congress and Exposition, 2010：171-178.

　　[9] Hu Yuequan，Huber L，Jovanovic M M. Universal-input single-stage PFC flyback with variable boost inductance for high-brightness LED applications[C]. IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition. Palm Springs CA: IEEE 2010: 203-209.

　　[10] Sebastian J. A very simple control strategy for power factor correctors driving high-brightness LEDs[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2009, 24(8):115-123.