擴(kuò)頻通信中的窄帶干擾可以通過時(shí)域自適應(yīng)濾波和頻域門限濾波的方式進(jìn)行抑制。所謂窄帶干擾是指干擾的帶寬遠(yuǎn)遠(yuǎn)窄于信號(hào)帶寬。由于干擾信號(hào)的前后相關(guān)性很大，而有用信號(hào)的前后相關(guān)性很小，因此可以對(duì)干擾信號(hào)進(jìn)行自適應(yīng)跟蹤估計(jì)，然后從接收信號(hào)中減去，這就是自適應(yīng)陷波技術(shù)。自適應(yīng)陷波技術(shù)原理如圖1所示。
　　其中自適應(yīng)濾波部分如圖2所示，稱為線性橫向自適應(yīng)濾波器[^1～2]。其濾波及系數(shù)更新過程如下：
　　
　　
　　其中， μ為收斂步長因子。上面使用的收斂算法稱為LMS算法。如果信號(hào)是平穩(wěn)的，則均方誤差" title="均方誤差">均方誤差將朝著均方誤差曲面的底部(最小均方誤差)方向移動(dòng)，直到曲面“碗底”。但前面已經(jīng)說過，信號(hào)平穩(wěn)的假設(shè)在現(xiàn)實(shí)情況中很難成立，均方誤差曲面處在不斷變動(dòng)中，因此最小均方誤差只是一種趨勢。

1 抗窄帶干擾自適應(yīng)濾波器的實(shí)現(xiàn)
　　抗干擾算法比較適合用DSP實(shí)現(xiàn)，考慮到其運(yùn)算復(fù)雜度，筆者選定了TI公司的TMS320C6701作為其實(shí)現(xiàn)器件。根據(jù)接收信號(hào)的仿真處理流程提出了一個(gè)硬件設(shè)計(jì)基本框圖，其基本結(jié)構(gòu)如圖3所示。

　　其中，固定頻率下變頻模塊的作用是為了降低采樣后的信號(hào)速率，從而減小后面DSP芯片的運(yùn)算量。
　　為了減少DSP的資源消耗，DSP并不是直接逐個(gè)讀取A/D" title="A/D">A/D采樣后的數(shù)據(jù)，而是在中間加了一塊FIFO，當(dāng)FIFO半滿后通知DSP，DSP通過DMA方式讀入數(shù)據(jù)，進(jìn)行處理。DSP處理后的數(shù)據(jù)先放在片內(nèi)存儲(chǔ)器中，達(dá)到一定數(shù)量后以DMA方式輸出到FIFO中，后面一塊FIFO可與最后面的解調(diào)解擴(kuò)模塊一塊起到速率調(diào)節(jié)的作用。信號(hào)處理流程如圖4所示。

1.1 A/D 的選擇
　　A/D變換芯片與系統(tǒng)的抗干擾性能緊密相關(guān)。芯片的采樣速度決定了干擾抑制算法的誤差收斂速度和最小誤差的浮動(dòng)范圍(有信噪比的損失)，以及以后的解擴(kuò)、解調(diào)的可實(shí)施性。芯片的采樣位數(shù)決定了干擾抑制的程度和信噪比損失的大小(量化噪聲)。在抗干擾系統(tǒng)中，在最大的干信比為20dB~45dB、有用信號(hào)的量化精度為4位的情況下，可以算出并行A/D變換的采樣位數(shù),具體計(jì)算如下：
　　
　　其中， [a]為大于a的最小整數(shù)。
　　一般情況下，接收信號(hào)的采樣速率為碼片傳輸速率4~8倍。在基于CDMA的衛(wèi)星通信系統(tǒng)中，一般采用與IS-95相同的碼片傳輸速率(典型速率為1.2288Mchip/s)。選取采樣數(shù)率為數(shù)據(jù)速率的4倍，則A/D采樣的最小采樣速率為：
　　S=[1.2288×4]+1=6Mchip/s???????? (5)
　　根據(jù)以上理論分析并查閱相關(guān)的芯片資料可知，采用TI公司的THS1215可以完成該項(xiàng)工作。THS1215的具體參數(shù)如下：
　　電源電壓：3.3V
　　轉(zhuǎn)換位數(shù)：12位
　　轉(zhuǎn)換數(shù)率：15Mbps
　　適用溫度范圍：
　　0℃~70℃(THS1215CPW THS1215CDW)
　　-40℃~85℃(THS1215IPW THS12150IDW)
　　A/D與DSP之間以FIFO連接。由于FIFO芯片有輸入輸出兩個(gè)時(shí)鐘，只要輸入輸出不同時(shí)讀寫同一個(gè)緩存單元，就不會(huì)出現(xiàn)時(shí)鐘沖突。因此，這種設(shè)計(jì)方式可以忽略DSP與A/D的時(shí)鐘不一致的影響。更進(jìn)一步，F(xiàn)IFO可以緩存比較多的數(shù)據(jù)，DSP可以采用突發(fā)讀寫的方式，通過中斷或DMA方式一次讀入多個(gè)數(shù)據(jù)，這樣可以提高數(shù)據(jù)傳輸?shù)乃俾省?BR>1.2 基于CCS的濾波算法程序
　　為了便于實(shí)現(xiàn)FIR濾波，筆者采用循環(huán)尋址的方式，在程序開始時(shí)就要設(shè)定尋址方式。尋址方式要在尋址方式寄存器中設(shè)置。有8個(gè)寄存器(A4～A7，B4～B7)可以執(zhí)行線性或循環(huán)尋址。在循環(huán)尋址寄存器里，有2bit域用來設(shè)置尋址方式(線性或循環(huán)，其中線性是默認(rèn)的尋址方式)。在循環(huán)尋址模式下，有一個(gè)BK域規(guī)定循環(huán)尋址區(qū)的大小。
　　設(shè)定循環(huán)尋址的區(qū)域后，F(xiàn)IFO中的數(shù)據(jù)半滿后即可以循環(huán)尋址的方式存入該區(qū)域，進(jìn)行FIR濾波時(shí)DSP也以循環(huán)尋址的方式從這個(gè)區(qū)域取源數(shù)據(jù)。A/D采樣位數(shù)為十二位，因此，存取的數(shù)據(jù)按半字即可。
　　假設(shè)數(shù)據(jù)循環(huán)尋址緩沖區(qū)地址指針寄存器為A4，系數(shù)存儲(chǔ)區(qū)地址指針為B4，為了節(jié)省DSP資源，加快執(zhí)行速度，可以用LDW命令一次讀兩個(gè)數(shù)據(jù)到一個(gè)32位的寄存器里。程序如下：
　　(1)FIR濾波
　　LOOP： LDW .D1 *A4++^[1], A6
　　LDW .D2 *B4++^[1], B6
　　SUB .S1 A1, 1, A1
　　[A1] B .S2 LOOP
　　MPY .M1X A6, B6, A14
　　MPYH .M2X A6, B6, B14
　　ADD .L1 A14, A15, A15
　　ADD .L2 B14, B15, B15
　　ADD .L1X A15, B15, A8
　　(2)系數(shù)更新
　　LOOP: LDW .D1 *A4++^[1], A6
　　SUB .S1 A2, 1, A2
　　[A2] B S2 LOOP
　　MPY .M1X A6, A12, A14
　　MPYH .M2X A6, B12, B14
　　STH .D2 A14 , *B4++
　　STH .D2 B14 , *B4++^[2]
2 抗干擾性能
　　筆者在TMS320C6701的EVM板上進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)，采用Gold序列擴(kuò)頻后的BPSK信號(hào)，信息速率為2.4kbps,擴(kuò)頻碼長度為511。在擴(kuò)頻信號(hào)中加單音正弦波干擾和chirp信號(hào)干擾，濾波器對(duì)這兩種干擾抑制后的信干比改善如圖5所示。可以看出，在不同的輸入信干比條件下，濾波后信干比都有較大改善?？垢蓴_前后信號(hào)的頻譜如圖6所示，可以看出，原來疊加在有用信號(hào)中的窄帶干擾已經(jīng)被抑制掉。

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