張曉娟，梁中華，孟德帥，劉浩杰 ，榮玫

　　(長安大學 信息工程學院，陜西 西安 710064）

       摘要：為了克服傳統(tǒng)TR系統(tǒng)因延遲線過長而在實際中難以實現(xiàn)的問題，傳輸參考脈沖簇（Transmitted Reference Pulse Cluster，TRPC）系統(tǒng)作為傳輸參考(Transmitted Reference，TR) 系統(tǒng)的一種改進方案，成為一種頗具潛力的非相干超寬帶（Ultra-WideBand，UWB）通信系統(tǒng)。TRPC系統(tǒng)最初采用二進制相移鍵控（Binary Phase Shift Keying，BPSK）的調制方式，雖然基于這種調制方式的TRPC系統(tǒng)性能已明顯優(yōu)于傳統(tǒng)TR，但是為了滿足不同應用場合在復雜度及成本方面的要求，有必要進一步研究多種調制方式在TRPC系統(tǒng)中的性能。因此，以OOK、BPSKPPM及BPSK三種調制方式為研究對象，分析、比較它們在TRPC系統(tǒng)中的性能。理論分析以及MATLAB仿真結果表明，在實現(xiàn)TRPC系統(tǒng)時，需要根據(jù)復雜度、成本及誤碼性能等方面的要求選擇合適的調制方式。

　　關鍵詞：超寬帶；傳輸參考脈沖簇；開關鍵控調制；混合調制；二進制相移鍵控

　　中圖分類號：TN914.2文獻標識碼：ADOI： 10.19358/j.issn.1674 7720.2016.20.018

　　引用格式：張曉娟，梁中華，孟德帥，等. TRPC-UWB通信系統(tǒng)基于不同調制方式的性能分析［J］.微型機與應用，2016,35（20）：65 68.

0引言

　　 超寬帶(Ultra WideBand, UWB)技術是一種頗具潛力的短距離無線通信解決方案，它具有低成本、低功耗及良好的時域分辨能力等優(yōu)勢［1］。在低碼率的超寬帶系統(tǒng)中，出于低成本、低功耗等要求的考慮，較多地采用復雜度較低、對采樣速率要求不高且無需信道估計的非相干接收機［2］?；趥鬏攨⒖迹═ransmitted Reference, TR）技術的UWB系統(tǒng)是一種備受關注的非相干超寬帶通信系統(tǒng)。

　　在傳統(tǒng)的傳輸參考技術中，為避免脈沖間干擾（Inter Pulse Interference, IPI），需要數(shù)據(jù)脈沖與參考脈沖之間的時間延遲大于信道的最大多徑時延，從而引入了過長的延遲線。然而以目前的技術手段實現(xiàn)過長的模擬延遲線是不實際的，這就成為實現(xiàn)TR-UWB系統(tǒng)的巨大挑戰(zhàn)［3］。為了解決傳統(tǒng)TR系統(tǒng)中的過長延遲線問題，Dong Xiaodai等人提出了傳輸參考脈沖簇(Transmitted Reference Pulse Cluster, TRPC)系統(tǒng)［4］。與傳統(tǒng)的TR信號相比較，TRPC信號具有更加統(tǒng)一、緊湊的脈沖排列結構。由于脈沖間隔很小，IPI是不可避免的。但是，這種緊湊的脈沖排列結構在信號能量的捕獲效率及降噪方面所獲得的性能增益明顯超過了由此所引入的脈沖間干擾［5］。在二進制相移鍵控調制（Binary Phase Shift Keying, BPSK）的情況下，TRPC系統(tǒng)的誤碼性能已明顯優(yōu)于傳統(tǒng)的TR系統(tǒng)［5］?？紤]到隨著TRPC系統(tǒng)更為廣泛地應用于各種場所，所需的能量利用率、誤碼率及復雜度等要求各不相同，IEEE 802.15.4a標準［6］建議,可以把混合調制BPSK-PPM(Binary Phase Shift Keying Pulse Position Modulation)用于非相干系統(tǒng)中。文獻［2］的仿真結果表明，基于混合調制的TRPC系統(tǒng)性能比二進制相移鍵控調制明顯改善。

　　基于以上分析，本文將在TRPC系統(tǒng)中分別采用開關鍵控調制(On Off Keying, OOK)、BPSK、BPSK-PPM，并對三種調制方式的TRPC系統(tǒng)進行仿真實驗，從而分析得出TRPC系統(tǒng)適應不同要求的最優(yōu)調制方式。

　　本文首先介紹TRPC系統(tǒng)模型，然后討論基于不同調制方式的TRPC系統(tǒng)的符號判決方法，最后給出不同調制方式的TRPC系統(tǒng)的仿真結果及相關分析。

1系統(tǒng)模型

　　假設是單用戶的TRPC系統(tǒng)，其系統(tǒng)框圖如圖1所示。

　　TRPC系統(tǒng)中的信號S~(t)是由脈沖對構成的，并且每個脈沖對由一個參考脈沖和數(shù)據(jù)脈沖組成，參考脈沖和數(shù)據(jù)脈沖之間的延遲相對于傳統(tǒng)TR系統(tǒng)的延遲線而言是非常小的，在實際工藝中能實現(xiàn)。每間隔2Td s脈沖對重復一次，假設Td=Tp，即一個脈沖簇由2Nf個連續(xù)的脈沖組成。

　　1.1基于 BPSK調制的TRPC信號

　　根據(jù)IEEE 802.15.4a標準［6］，參考文獻［4］中給出了TRPC系統(tǒng)信號的形式：

　　其中，sbm(t)如式（2）所示，Eb代表每符號的發(fā)射能量，Nf代表每個符號中脈沖對重復的次數(shù)，Tp是脈沖寬度，Ts是符號持續(xù)時間。

　　其中，g(t)為能量歸一化的超寬帶脈沖，bm∈{+1,－1}為經(jīng)BPSK后的二進制數(shù)據(jù)符號，Td是參考脈沖與數(shù)據(jù)脈沖在一幀之內的延遲。

　　1.2基于BPSKPPM調制的TRPC信號

　　假設信號S~2(t)是由2個連續(xù)的脈沖組成的，在混合調制的基礎上，信號S~2(t)可以表示為［2］：

　　其中，gl(t)=g(t－lTs)；|u2l－1|+|u2l|=1，即|u2l－1|和|u2l|為0或者1，表示經(jīng)混合調制后的數(shù)據(jù)符號。由此可見，基于混合調制的信號每個符號攜帶兩個比特。

　　1.3基于OOK調制的TRPC信號

　　采用OOK調制的TRPC系統(tǒng)信號表達式與BPSK調制的信號表達很相似，當使用OOK的調制方式時信號S~3(t)可表示為：

　　在理想狀態(tài)下，發(fā)送符號‘1’時，信號的形式與基于BPSK調制的TRPC系統(tǒng)的信號形式相同；當發(fā)送符號‘0’時，判決門限也應當為0，但是在實際中，有噪聲干擾，而且還有多徑影響，發(fā)送符號‘0’時，決策變量不會為0。本文采用訓練序列的方式，得到合適的判決門限值，這樣就解決了噪聲和多徑效應引起的問題。

　　1.4信道模型

　　根據(jù)IEEE 802.15.4a標準所描述的通用UWB信道模型的復基帶等效沖激響應可以表示為［7］：

　　其中，K為信道多徑分量的總數(shù)，αk和τk 分別代表第k路多徑分量的復衰落系數(shù)和延時。

2基于不同調制方式的符號判決方法

　　當信號S~i(t)經(jīng)過信道，然后在接收機端通過低通濾波器，接收到的信號可以表示為［8］：

　　其中i=1,2,3。

　　2.1基于BPSK調制的判決方法

　　第m個符號的決策變量可表示為［9］：

　　其中，T1=Td+Tl ；T2=(2Nf－1)Td+Th+Tp，Tl和Th分別是積分時，UWB信道的開始和結束的瞬時時間。r1(t)是當發(fā)射信號為S1(t)時的接收信號。在理想狀態(tài)下，如果Re(D1)>0，則判決為‘+1’，反之，為‘-1’。

　　2.2基于混合調制的判決方法

　　采用混合調制的TRPC系統(tǒng)的門限判決方法與采用BPSK調制很相似，由于混合調制中每個符號攜帶2 bit，因此有兩個決策變量分別為［2］:

　　參考文獻［1］中采用的判決方法是讓兩個決策變量的實部分別相減和相加，若都小于0，則判決為‘00’；若前者大于0，后者小于0，則判決為‘10’；若前者小于0，后者大于0，則判決為‘01’；若都大于0，則判決為‘11’。然后根據(jù)格雷映射，得到相應的含有2 bit的符號。

　　2.3基于OOK調制的判決方法

　　對于OOK系統(tǒng)，當發(fā)送不同符號的概率相等時，最佳判決門限為(D32), 與接收機輸入信號的幅度有關。當信道特性發(fā)生變化時，接收機輸入信號的幅度將隨著發(fā)生變化，從而導致最佳判決門限也將隨之變化，為了便于分析，在此考慮理想狀態(tài)。根據(jù)OOK調制的特性，發(fā)送符號‘0’時，則最終決策變量為‘0’，若決策變量不為‘0’，則判決為符號‘1’，但是由于噪聲影響，可以采用訓練序列的方法，得到更有效的判決門限。

3性能分析及仿真結果

　　這部分內容主要分析針對不同調制方式特點的TRPC系統(tǒng)性能并給出MATLAB仿真結果。仿真實驗基于實際的信道模型即IEEE 802.15.4a 信道模型中的模型1、模型2和模型8，信道模型1代表室內強視距環(huán)境，信道模型2代表室內非視距環(huán)境, 信道模型8代表有非常大延遲的非視距環(huán)境。TRPC信號的主要參數(shù)設置與參考文獻［4］相同。

　　3.1基于不同調制特性的系統(tǒng)性能分析

　　在恒參信道條件下，BPSK調制具有較高的抗噪聲干擾性能，且能有效地利用所給定的信道頻帶，即使在有多徑衰落的信道中也有較好的結果［10］。OOK調制的抗噪聲性能較差，所以基于BPSK調制的系統(tǒng)誤碼率小于基于OOK調制的系統(tǒng)誤碼率。

　　BPSK-PPM類似于四進制相移鍵控調制（QPSK），它具有較高的功率利用率和頻帶利用率［11］，能夠有效地節(jié)約信道資源，并能提高系統(tǒng)的抗干擾能力。根據(jù)格雷映射星座圖可以得出，BPSKPPM調制下的TRPC系統(tǒng)的歐幾里德距離是BPSK調制下的2倍。歐幾里德距離越大，系統(tǒng)的誤比特率就會越小［2］。因此基于BPSKPPM混合調制的系統(tǒng)誤碼率會小于采用BPSK調制的系統(tǒng)誤碼率。

　　3.2基于不同調制的系統(tǒng)誤碼性能分析

　　圖2給出了分別運用不同調制時TRPC系統(tǒng)在信道模型1下的誤碼率?？梢钥闯觯斝旁氡?Signal to Noise Ratio，SNR)為12 dB時，采用混合調制和BPSK調制系統(tǒng)的誤碼率很接近。當信噪比逐漸增大時，兩種調制方式下的誤碼率都逐漸下降，但是由于信道存在多徑效應和噪聲的影響，因此抗噪聲性能較好的混合調制系統(tǒng)的誤碼率下降更快。

　　當誤碼率BER=1×10－3時，BPSK調制相對于OOK調制系統(tǒng)獲得了約2.5 dB的增益。此時，混合調制相對于BPSK調制獲得了約1.3 dB的增益，相對于OOK調制獲得了約3.8 dB的增益。當SNR較小時，基于混合調制的系統(tǒng)誤碼率小于基于BPSK調制和OOK調制的系統(tǒng)誤碼率，而且在信噪比增大的過程中，采用混合調制的系統(tǒng)誤碼率下降更快。由此可見混合調制明顯改善了系統(tǒng)的誤碼性能。

　　圖3給出了TRPC系統(tǒng)在信道模型2下的誤碼率，通過此仿真結果看出，當SNR<17 dB時，采用混合調制的TRPC系統(tǒng)的誤碼率下降速度與BPSK調制下降速度相當；但是當SNR>17 dB時，混合調制誤碼率下降速度明顯大于BPSK調制。例如，當SNR從12 dB增加到16 dB時，二者的誤碼率之差幾乎不變；當SNR從17 dB增加到20 dB時，二者的誤碼率之差逐漸增大。因此，隨著SNR的逐漸增大，混合調制的性能優(yōu)勢更加明顯。

　　圖4給出了分別運用BPSK-PPM調制、BPSK調制、OOK調制時TRPC系統(tǒng)在信道模型8下的誤碼率。當BER=1×10－2時，采用BPSKPPM調制比BPSK調制的TRPC系統(tǒng)獲得了約2.1 dB的性能增益，而且比OOK調制獲得了約6.7 dB的性能增益；采用BPSK調制比OOK調制獲得了約2.6 dB的性能增益。因此，OOK調制不適合用于對誤碼性能要求精確的系統(tǒng)。

　　對比圖2、圖3和圖4可以看出，在信道模型1下的誤碼性能優(yōu)于信道模型8和信道模型2。因為信道模型1是室內環(huán)境的直視信道，所以信號在傳輸過程中的損耗較少，系統(tǒng)誤碼率較低。當BER=1×10－4時，采用BPSK或者BPSKPPM調制時，在信道模型1下所獲得的性能增益比信道模型8分別高出大約1.2 dB和1.3 dB；這兩種調制方式此時在信道模型1下所獲得的性能增益比信道模型2分別高出約1 dB和1.1 dB。

　　通過以上仿真結果可以看出，OOK調制下的誤碼率性能遠不如BPSKPPM和BPSK調制，但是由于OOK調制非常簡單，對于一些低功耗的裝置非常實用，比如家庭自動化、工業(yè)網(wǎng)絡、無線基站、胎壓檢測系統(tǒng)和低功耗的網(wǎng)絡傳感器等。

　　根據(jù)以上分析可以看出，仿真結果與理論分析基本吻合。如果實用系統(tǒng)對于誤碼性能要求較高，則優(yōu)先考慮混合調制；如果需要簡單的系統(tǒng)結構，對系統(tǒng)誤碼性能要求不嚴格，則選擇結構簡單、成本低且易實現(xiàn)的OOK調制?？傊?，根據(jù)應用場合的需要，綜合考慮不同的調制方式，以提高系統(tǒng)的利用率。

4結論

　　本文通過分析TRPC系統(tǒng)在BPSK、OOK及BPSK PPM混合調制三種調制方式下的性能，得出如下結論：采用BPSK PPM混合調制時系統(tǒng)的誤碼率明顯降低，但是其系統(tǒng)結構復雜，實現(xiàn)成本高；雖然BPSK調制的TRPC系統(tǒng)的誤碼率比BPSK PPM調制下的高，但是結構相對簡單，更容易實現(xiàn)，而且BPSK調制的抗加性高斯白噪聲性能良好。因此，BPSK調制的TRPC系統(tǒng)是一種折衷的方案。OOK調制的TRPC系統(tǒng)誤碼性能雖然不如以上兩種調制方法，但是它的調制方法最為簡單，實現(xiàn)的成本最低，是簡易低功耗模型的首選方法。

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